接上一篇，通過這篇文章，我梳理了AHB拓撲的計算步驟，供大家參考。如有不對的地方請大家指教。
主要通過3個方面開始設計
- 主控芯片的選擇
- 理解芯片的控制邏輯
- 核心參數的計算
其中核心參數設計與計算步驟
- 確定輸入電壓范圍
- 限定反射電壓Vor
- 計算匝比
- 確定工作頻率
- 計算原副邊電流值
- 計算電感量
- 確定AE值
- 計算原副邊匝數
- 變壓器線徑的選擇
- 計算諧振電容
- 芯片外圍參數設計
/***主控芯片的選擇***/
了解AHB基本拓撲工作原理后，從網上搜索了一些資料，得到了幾個規格型號
對于我來說新的方案，由于對方案還不熟悉，特別是GaN的方案之前沒做過，對其驅動方式，特性都不太懂，所以我更傾向于使用集成度高的方案，一方便可以免去設計時的難度，加快開發周期。另一方面可以減少物料開發數量。然后經過一段時間熟悉和調試后，再考慮用外置MOS的方式，這樣難度上有一個循序漸進的過程。
關于是否選擇PFC一起集成的方案?
從整體的工作時序上，集成度上看。集成PFC控制的芯片的原則上肯定會比較好，當時集成PFC在PCB layout上一定會比2個主控分開的方式要復雜，沒有畫過這類方案前，對PCB布局沒有完全熟悉時，個人認為選擇分開的會容易一些。
綜上我最后選擇DK87XXD系列作為第一個AHB方案的主控。
/***主控芯片的工作原理***/
基本控制原理
我把AHB控制分為2個控制部分
- 控制主管的開通時間，實現控制能量的傳遞。
- 控制輔助管的開通時間，控制下管開通時刻的ZVS
用于控制能量的邏輯。
以DK AHB主控芯片為例，其也是根據FB腳的檢測電壓值來判斷負載狀態，并由此分為3種能量傳遞模式
待機模式
固定開通2個周期，開通時間限定在Vcs=160mV時，并長時間間隙性工作，來實現減低待機功耗。
具體開通時長和間隙性工作的時間，規格書上沒看到。后面時間測試記錄
測試結果-----》還沒完成首樣，后面完善
PFM模式（極輕載）
在極輕載，為了實現開關損耗和導通損耗平衡，提高極輕載效率，芯片根據Vcs 大小，控制器還是固定開通兩個周期，Vcs 閾值從 160mv-300mV 調節。Vcs 增加，工作頻率降低；
自適應模式（中等功率）
在中等功率下，FB值不斷上升，但是芯片閾值電壓限定在300mV，隨著芯片內部FB采樣值的不斷上升，在25K-40KHz 內不斷增加脈沖數量，來提高輸出。
滿載變頻模式
和變頻調節的反激電路的控制原理一樣，當FB腳檢測電壓達到一定值時，進入滿載模式。從而調節原邊的能量供給。電壓低，增加導通時間，電壓高，減少導通時間。芯片通過改變頻率的方式來實現導通時間的改變。
從規格書上看，芯片判斷這個狀態是以 Vcs 300mV為閾值，到450mV過功率點為止
這個和大多數反激QR變頻芯片類似
這個運行模式是運行在負載為設計額定值70%-100%下的，從規格書上看當Vcs達到300mV。后續調試時可以以此來調節Rcs大小，調節輸出。
FB電壓與Vcs電壓控制工作模式的邏輯如下圖
控制ZVS開通的邏輯
主管的ZVS
DK87XX 通過VS 引腳檢測輔助繞組退磁情況，來判斷下管Vds是否達到零，從而確定開通時間，同時也確保變壓器退磁完成，避免下個周期磁飽和。
輔助管的ZVS
對比反激，由于AHB是為了實現ZVS和ZCS，增加了一個諧振狀態。那么系統就需要一個控制方式來確保ZVS。通常是檢測半橋中電Vhb的電壓來判斷和實現主管的ZVS。如果Vhb較高，在下一個周期增加上管的時間，讓其諧振電壓逐步到零。從而逐步達到ZVS狀態。
當電感制作好后，LK已經確定，確定諧振電容容值后，諧振頻率也已經確定。所以這個頻率并不是由主控芯片控制的。
公式上看，如果諧振電容越大，諧振周期長，由于芯片檢測下管是否需要開通是以檢測變壓器退磁的方法。 如果諧振頻率小了，就會因為退磁完成，但是Cds還不到零的情況出現。 而使得ZVS目的失效
所以這個需要后期再調試階段重點觀察。
/***核心器件的參數計算***/
變壓器計算
**1st Step 確定輸入電壓**
由之前PFC設計已經確定輸入電壓為400V，最小電壓為380V；PFC極限狀態OVP包含為480V（實際工程應用中由于電容耐壓一般為450V，故目標輸出建議為370-380，確保OVP點小于電容耐壓值）
----> PFC部分計算過程
**2nd Step 限定反射電壓Vor**
AHB反激中由于有諧振電容的參與，故反射電壓會被副邊鉗位。這點和反激電路一樣。從AHB拓撲的簡化圖可以看出
所以反射電壓為
通過2個方面約束Vor
- 最大占空比不超過0.45
- 副邊整流管耐壓值
確定占空比不超過0.45
根據反激特性,確保可以完全退磁。限定最大占空比為0.45
根據副邊整流管耐壓限制最小Vor
Vin 取420V，Vd限定120V耐壓，預留20V，取100V。 輸出電壓Vo為28V。
計算得Vor需大于92V
**3rd Step 計算匝比N**
已知輸出最大為28V，額定24V。
最大Vor為171V，最小Vor105V
我這里先取6
**4th Step 確定工作頻率**
根據之前芯片工作原理的分析，得負載越重，其頻率越低。這點和反激QR工作模式類似。查看芯片規格書最大導通時間為10.6uS,在結合D不超過0.45的限定，可以求最大工作頻率為45KHz,
不考慮其他因素的話，如果單單從選擇這個頻率的角度來看，選擇GaN作為功率管就沒有太大意義。
另外GaN理論上頻率可以做到很高，但是受制于變壓器損耗的限制，以PC95磁芯為例。工作頻率也最好控制在200KHz內。故這里暫時取150KHz
**5th Step 計算原邊電流Ipk**
由于我們知道電感與電流，頻率有關，所以在確定電感感量前需要先計算原邊電流Ipk.根據能量守恒定律
聯立方程組后可得過程在這里不列出了，就是分別列出電感的能量公式和輸入功率
Po取150W，考慮OCP點為130%之前都不發生飽和 Po=228W
D=0.45 Vinmin=380V 效率取0.95。得Ipk=2.8A，額定狀態時Ip=1.85A
根據匝比的副邊Ispk=16.8A
**6th Step 電感量Lp**
根據電感公式
進行換算得
Vor 我取最大170V 已獲得最大匝比 計算得原邊電感感量Lp為225uH
**7th Step 確定Ae值**
根據Ve法計算磁芯規格
其中r為波形系數 為有效值與平均值的比值，計算時 f 單位為KHz
反激拓撲波形系數為1.15，輸入功率取160W，代入公式計算得Ve=6442mm3。
查ATQ系列磁芯得ATQ27 Ve值為6256mm3 Ae=132mm2 ATQ28 Ve值為7290mm3 Ae=153mm2
如果考慮余量應該選擇ATQ28
**8th Step 計算匝數**
已知Ipk為2.8A，Lp為225uH, Ae=153. B取0.18 得22.8Ts，取22Ts, 副邊匝數計算得3.66，取4Ts
對之前參數進行修正得
- 匝比為n=5.5
- Np=22Ts，Ns=4Ts
- Vor=154V
- Dmax=0.40
- Lp=200uH
- 副邊耐壓76V+28V=104V
**9th Step 線徑計算**
計算過程比較繁瑣，影響篇幅。我這里就不進行計算了。后續專門出一篇
**10th Step 諧振電容計算**
AHB拓撲中諧振電容的除了用于實現ZVS，LK漏感回收和諧振階段的能量傳遞。
諧振腔由諧振電容Cr和漏感Lk決定諧振頻率fr,公式
根據之前對AHB拓撲的分析可得，諧振頻率須大于主管的開關頻率，且在變壓器Lm續流階段完成一個周期才能實現ZVS和ZCS的條件。由此我們可以得到Cr與開關頻率的關系式
將諧振頻率公式代入的
注意上述公式沒有計算開關周期中的死區時間，由于主控下管關斷后的死區時間為內部算法決定，這里沒法獲得。參考廠家計算方法
公式中Lk為未知量，需要再變壓器完成繞制后才可知，這里取2-4%的電感量作為漏感計算得
Cr=165nF （暫定100nF CBB 加 68nF MLCC 并聯）
**11th Step 主控外圍器件**
該部分基于DK87XX系芯片設計，其他品牌也可以參考，只是要注意不同芯片的觸發閾值可能不一樣
VS引腳
該引腳有復用功能，除了檢測輸入欠壓和過壓功能，還有檢測輸出OVP，退磁檢測功能。
首先確認芯片的啟動電壓
由于前級有PFC電路，我們實際上希望PFC開始工作后，AHB芯片才開始工作。那么按額定輸入230VAC輸入時，PFC未工作計算出母線電壓325V，故最小值應大于325V。由于芯片本身有誤差取350V。
上偏電阻計算公式（上偏電阻負責啟動電壓）
計算得Rvsh=125K-159K 取中間標準值130K
下偏電阻計算公式（下偏電阻負責輸出OVP）
由公式計算
其中輸出OVP，由于系統設定最大輸出電壓為28V，故OVP需大于30V，Vs為芯片基準電壓，查芯片規格書可得。
計算得RvsL 取27K，輸出OVP為30V
VCC引腳
由之前匝比計算，繞組供電電壓為17V，在芯片正常范圍內，我一般都是加1個22uF電解電容和100nF MLCC 濾波
CS引腳
由公式j計算
計算得Rcs=0.16