上篇的電路有留言問D6、ZD1和C4在線路中的作用是什么，我簡單的私信回了一下，為了更好的理解，現在把具體的輸出控制線路進行分析：

輸出電壓控制電路由C4、D6和ZD1組成；前文已經提到當Q1截止時，反饋繞組NF上感應出上“-”下“+”的電壓，該電壓也使D6導通，并給C4充電。當C4的電壓達到ZD1的穩壓值時，ZD1反向擊穿導通。當C4的電壓比ZD1的穩壓值高0.6V時，Q2導通，對Q1基極電流進行分流，使Q1提前進入截止狀態。C4的電壓越高，Q2集電極電流就越大，對Q1基極電流的分流作用就越強，Q1的導通時間就越短。這樣就可以減小PWM控制電路的占空比，當電路達到平衡狀態時，C4的電壓就穩定不變了。

我們前面講過，在自激振蕩型PWM控制電路中，電路的穩壓控制主要是通過改變導通時間ton來調節占空比D的，對關斷時間toff的影響比較小。所以當我們改變了電源的導通時間，從而改變了占空比，那么我們也相當于改變了控制周期T；所以說，自激振蕩型控制電路是屬于PWM和PFM結合的線路。

由于反饋繞組NF和次級繞組NS具有磁耦合作用，其感應電壓與匝數成正比，如果NF和NS具有相同的匝數，C4和C5就會有相同的輸出電壓。C4的電壓穩定了，C5的輸出電壓也就穩定了。

如果我們假設NF和NS同為12匝，C4的電壓為5.3V（穩壓值4.7V+Q2的BE結0.6V），那么同樣的輸出電壓UO就約為5V。理論上改變ZD1的穩壓值就可改變輸出電壓；但是，由于變壓器漏磁和整流二極管非線性的影響，所以電路輸出電壓穩定度比較差，特別是輸出空載的時候，輸出電壓會升高較多。為了使空載輸出電壓不至于過高，通常要在輸出端并聯一只負載電阻，比如我們圖中的最小負載R7。但是負載的接入會降低開關電源的效率。

為了避免輸出的穩定度和電源的效率二選一的處境，我們可以增加獨立的輸出電壓取樣電路，并且還要保持次級與初級之間的電氣隔離。我們前面說了光耦就可以實現這種功能；所以我們可以將線路升級為：

輸出電壓取樣及誤差放大電路連接在次級回路中，次級的電壓變化通過光耦隔離后反饋到初級控制電路，使次級與初級實現電氣隔離。

當輸出電壓升高時，流過光耦中發光二極管的電流會增大，從而使光耦中光敏三極管電流增加。該電流施加到Q2的基極，引起Q2的集電極電流上升，對Q1基極的分流增大，Q1的基極電流減小，使Q1的集電極電流也減小，Q1將提前退出飽和狀態，導致Q1的導通時間ton減小，從而減小了PWM電路的占空比，使輸出電壓下降。同理，當輸出電壓降低時，會使ton增加，從而增加占空比，使輸出電壓升高。占空比的調節總是使輸出電壓趨于穩定狀態。

該電路的輸出電壓為ZD1的穩壓值與光耦中發光二極管的正向壓降之和，從圖中我們可以看到ZD1的穩壓值為3.9V時，輸出電壓約為5.0V；R8為穩壓二極管ZD1的偏置電阻，有利于保持ZD1穩壓值的穩定性。電阻R7可以起到輸出電壓微調及反饋環路增益調節的作用。